Chapter 06

전력 관리와 충전

배터리가 내놓는 것은 3.4~4.45 V 사이를 오르내리는 단 하나의 전압이다. 그런데 CPU 코어는 0.5~1.1 V를, 메모리는 0.5 V와 1.05 V를, 화면은 +4.6 V와 −3 V를, 카메라는 2.8 V를 원한다. 이 하나를 수십 개의 정밀한 전원 레일로 바꿔 주는 것이 전력 관리 IC(PMIC)이고, 반대 방향으로 USB-C와 무선 코일에서 들어온 전력을 배터리에 안전하게 밀어 넣는 것이 충전 회로다. 이 장의 모든 것은 결국 하나의 숫자, 효율로 모인다. 효율 1%는 사용 시간이자 열이다.

배터리에서 PMIC를 거쳐 수십 개 레일로 갈라지는 전원 트리를 읽고, 레일마다 전압·전류·변환 방식이 다른 이유를 설명한다.
벅 컨버터의 듀티·인덕터 리플·손실을 계산하고, LDO와의 효율 차이, PFM/PWM 효율 곡선을 이해한다.
충전 IC의 파워 패스와 2:1 스위치드 커패시터 충전이 고속 충전의 열을 줄이는 원리를 안다.
USB PD/PPS 협상 과정과, 폰이 배터리 전압을 따라 충전기 전압을 20 mV 단위로 요청하는 이유를 설명한다.
무선 충전 코일의 결합계수 k가 정렬·거리에 따라 효율과 발열을 어떻게 바꾸는지, Qi2 자석 정렬의 의미를 시뮬레이션한다.

폰 안의 위치: PMIC, USB-C, 무선 충전 코일

전력 관련 부품은 폰 곳곳에 흩어져 있다. PMIC는 AP 바로 옆, 메인보드 하판에 붙어 있다. CPU 레일은 수 A를 수 ns 단위로 급변시키므로 AP와 가까울수록 배선 인덕턴스와 전압 강하가 작다. USB-C 포트와 과전압 보호(OVP) 스위치는 하단 서브보드에, 충전 IC(벅 충전기 + 스위치드 커패시터)는 보드 하판이나 서브보드에, 무선 충전 코일은 배터리 뒤 후면 글라스 바로 안쪽에 있다. 코일 뒤에는 자기장을 가둬 배터리 쪽으로 새는 것을 막는 페라이트 시트가, 그 둘레에는 Qi2/MagSafe 계열의 정렬 자석 링이 있다.

전력 부품의 위치

드래그: 회전 · 클릭: 부품 정보

강조할 부품

분해 정도 X-ray

해볼 것: 칩을 눌러 부품을 바꿔 가며 보자. 무선 충전 코일은 배터리와 후면 글라스 사이 가장 바깥층에, PMIC는 AP와 같은 보드에 있다. USB-C에서 들어온 전류는 플렉스를 따라 배터리 옆을 지나 보드로 간다. 이 경로의 mΩ들이 고속 충전의 열이 된다.

전원 트리: 배터리 하나에서 수십 개의 레일로

폰의 전원 구조는 나무처럼 생겼다. 뿌리는 배터리와 USB-C 입력이고, 굵은 줄기는 VSYS(시스템 전원 버스, 3.4~4.45 V)다. 여기서 메인 PMIC가 10여 개의 벅 컨버터와 20~40개의 LDO로 가지를 치고, 디스플레이·카메라·RF·오디오용 보조 PMIC가 각자의 특수 전압을 만든다. 플래그십 AP 하나에만 독립 레일이 10개 이상 들어간다. CPU 클러스터마다, GPU, NPU, 메모리 인터페이스, 상시 동작(always-on) 블록이 따로 전압을 조절(DVFS)해야 하기 때문이다(3장).

아래 트리에서 레일을 눌러 보자. 전압·전류 범위와 변환 방식이 왜 그렇게 정해졌는지가 나온다.

SIMULATOR

클릭하는 전원 트리

레일 수 (이 그림)—

벅 / LDO / 기타—

최대 순간 전류 합—

수치는 2023~2026년 플래그십의 대표적인 범위다(제품마다 다르다). 실제 폰에는 이보다 더 많은 레일이 있고, 일부 PMIC는 여러 칩으로 나뉜다. 주황 굵은 선이 VSYS 버스다.

왜 이렇게 많이 쪼개나

전력은 대략 $P \propto C V^2 f$다. 블록마다 필요한 최저 전압이 다르므로 공통 레일 하나로 묶으면 가장 높은 전압에 모두가 맞춰야 해서 낭비가 크다. 레일을 쪼개면 쉬는 블록은 전원을 아예 끄고(power gating), 바쁜 블록만 전압을 올릴 수 있다. 대가는 PMIC 핀 수, 인덕터 개수(보드 면적), 그리고 레일 사이 시퀀싱(켜는 순서) 복잡도다.

벅 컨버터: 스위치와 인덕터로 전압 낮추기

CPU 레일 0.8 V를 배터리 3.9 V에서 만들 때 저항으로 3.1 V를 떨어뜨리면 효율은 20%에 불과하다. 벅 컨버터(buck, step-down converter)는 전압을 "깎는" 대신 잘게 썰어 평균을 낸다. 위쪽 스위치(HS)가 켜진 시간 비율, 즉 듀티 $D$ 동안만 입력에 연결하고, 나머지 시간에는 아래쪽 스위치(LS)로 인덕터를 접지에 잇는다. 인덕터가 전류를 부드럽게 유지하고 출력 커패시터가 전압을 평활한다.

그림 6-1. 동기식 벅 컨버터. 두 MOSFET(HS, LS)이 번갈아 켜져 SW 노드에 0 V와 V_in을 오가는 사각파를 만들고, LC 필터가 그 평균만 통과시킨다. 이상적으로는 손실이 없어 효율이 이론적으로 100%에 가깝다.

$$D = \frac{V_{\text{out}}}{V_{\text{in}}}, \qquad \Delta I_L = \frac{(V_{\text{in}} - V_{\text{out}})\,D}{L\, f_{\text{sw}}}, \qquad \Delta V_{\text{out}} \approx \frac{\Delta I_L}{8\, f_{\text{sw}}\, C_{\text{out}}}$$

$\Delta I_L$은 인덕터 전류의 피크-피크 리플이다. 손실은 크게 도통 손실 $I_{\text{rms}}^2(R_{\text{on}} + R_{\text{DCR}})$, 스위칭 손실 $\propto V_{\text{in}} I f_{\text{sw}}$, 게이트 구동 $\propto Q_g V_{\text{drv}} f_{\text{sw}}$, 그리고 정지 전류 $I_q V_{\text{in}}$이다. 폰 PMIC 벅은 보통 2~4 MHz, 0.22~0.47 µH 인덕터를 쓴다.

SIMULATOR

벅 컨버터 파형과 효율

입력 Vin (배터리) 출력 Vout 부하 전류 스위칭 주파수 인덕턴스

SW 노드 전압인덕터 전류출력 전압 리플 (확대)

듀티 D—

전류 리플 ΔI—

출력 리플 ΔV—

효율—

손실—

C_out = 22 µF, HS/LS 온저항 40/25 mΩ, 인덕터 DCR ∝ L 가정. 해볼 것: 주파수를 1 MHz로 낮추면 리플이 커지고, 이를 막으려면 L이 커야 한다(인덕터가 커진다). 부하 전류를 0.2 A 아래로 내리면 인덕터 전류가 0 아래로 내려가는 구간이 생긴다. 이 영역에서 강제 PWM은 효율이 무너진다(다음 절의 PFM).

LDO vs 스위칭: 언제 무엇을 쓰나

LDO(Low-Dropout regulator)는 입력과 출력 사이에 트랜지스터 하나를 두고 그 저항을 조절해 전압을 떨어뜨린다. 남는 전압×전류는 전부 열이다. 효율은 단순하다.

$$\eta_{\text{LDO}} = \frac{V_{\text{out}}\, I_{\text{out}}}{V_{\text{in}}\,(I_{\text{out}} + I_q)} \;\approx\; \frac{V_{\text{out}}}{V_{\text{in}}}, \qquad P_{\text{loss}} = (V_{\text{in}} - V_{\text{out}})\, I_{\text{out}}$$

$I_q$는 LDO 자체가 쓰는 정지 전류(수 µA~수십 µA). 드롭아웃 전압(보통 0.1~0.25 V) 이하로 입력이 낮아지면 레귤레이션이 깨진다.

그럼에도 LDO는 폰 안에 수십 개 있다. 노이즈가 없고(스위칭 리플 없음, 전원 노이즈 제거비 PSRR이 높음), 작고(인덕터 불필요), 빠르다. 그래서 카메라 센서 아날로그(2.8 V), PLL·클록, RF 트랜시버, 센서 같은 소전류·저잡음 레일에 쓴다. 효율을 아끼려고 LDO 입력을 배터리에서 바로 받지 않고, 한 단 낮춘 벅 출력(예: 1.35 V, 2.0 V 프리레귤레이터)에서 받는 구조가 흔하다.

그림 6-2. 같은 변환을 LDO와 벅으로. LDO는 입력 전류 = 출력 전류이고, 벅은 입력 전력 ≈ 출력 전력이라 입력 전류가 출력보다 훨씬 작다.

SIMULATOR

LDO vs 벅 효율 계산기

출력 전압 출력 전류

LDO 입력

현재 배터리 전압

LDO벅 (자동 PFM/PWM)

LDO 효율—

LDO 손실(열)—

벅 효율—

벅 손실—

x축은 배터리 방전에 따른 입력 전압. 해볼 것: 1 mA 이하의 소전류에서는 LDO와 벅의 차이가 µW 수준이라 노이즈·면적에서 이기는 LDO가 낫다. 100 mA 이상에서 출력이 낮으면 LDO는 수백 mW를 열로 버린다. "2.0 V 프리레귤"을 고르면 벅이 먼저 2.0 V로 낮춘 뒤 LDO가 받으므로 전체 효율이 크게 오른다(곡선은 두 단 합산).

효율 곡선: 부하에 따라 달라지는 효율과 PFM/PWM

컨버터의 효율은 부하 전류에 따라 모양이 정해진다. 큰 전류에서는 $I^2 R$ 도통 손실이 지배해 효율이 서서히 떨어지고, 작은 전류에서는 부하와 무관하게 고정된 손실(스위칭, 게이트 구동, 정지 전류)이 출력 전력에 비해 커져 효율이 급락한다. 폰은 하루의 대부분을 화면이 꺼진 대기 상태(레일당 수 µA~수 mA)로 보내므로, 경부하 효율이 배터리 수명에 결정적이다.

그래서 PMIC 벅은 부하에 따라 동작 방식을 바꾼다. 무거운 부하에서는 고정 주파수 PWM, 가벼운 부하에서는 필요할 때만 펄스를 몇 개 보내고 쉬는 PFM(Pulse-Frequency Modulation, 또는 버스트 모드)로 스위칭 횟수를 부하에 비례하게 줄인다. 대가는 출력 리플이 커지고 스위칭 주파수가 부하에 따라 변해 노이즈 스펙트럼이 퍼진다는 점이다. RF 수신이나 오디오처럼 민감한 순간에는 강제 PWM을 쓰기도 한다.

SIMULATOR

부하 전류 vs 효율 (PWM / PFM)

Vin → Vout 스위칭 주파수 정지 전류 Iq 인덕터 DCR 커서 부하

강제 PWM자동 PFM/PWM대표 부하 구간

부하—

PWM 효율—

PFM 효율—

PFM 유효 주파수—

V_in = 3.85 V. 해볼 것: 커서를 1 mA(대기 중 AP 상시 동작 레일 수준)에 두고 PWM과 PFM을 비교하라. 정지 전류 I_q를 200 µA로 올리면 PFM이어도 경부하 효율이 무너진다. 그래서 PMIC 데이터시트에서 수 µA의 I_q가 핵심 사양이다. 주파수를 올리면 고부하는 큰 차이 없지만 PWM 경부하가 더 나빠진다.

충전 IC와 파워 패스

충전기는 배터리만 충전하는 것이 아니라 폰 전체에 전원을 공급하면서 남는 전력으로 배터리를 채워야 한다. 배터리가 완전히 방전되었거나 빠져 있어도 폰은 켜져야 하고, 충전 중 게임을 해서 시스템이 충전기 출력보다 많이 쓰면 배터리가 부족분을 보태야 한다. 이것을 관리하는 구조가 파워 패스(power path)이고, 폰에서는 대부분 NVDC(Narrow VDC) 방식을 쓴다.

그림 6-3. NVDC 파워 패스. 벅 충전기는 VSYS를 배터리보다 약간 높게 조절하고, BATFET으로 충전 전류를 제어한다. 고속 충전 때는 고효율 스위치드 커패시터(차지 펌프)가 배터리에 직접 전류를 넣고 벅 충전기는 쉬거나 보조한다.

SIMULATOR

파워 패스: 전력은 어디로 흐르나

어댑터 가용 전력 시스템 소비 배터리 전압 최대 충전 전력(셀 한도)

모드—

VSYS—

배터리 전력—

충전기 손실—

점의 흐름 속도가 전력에 비례한다. 해볼 것: 어댑터를 0으로 하면 배터리 단독, 어댑터 18 W에 시스템 12 W(게임)면 충전이 거의 멈춘다. 시스템을 18 W 이상으로 생각하면 배터리가 보충한다. 배터리 전압을 2.8 V로 내리면(깊은 방전) VSYS는 최저값 3.5 V로 유지되어 폰이 바로 켜질 수 있고, 배터리는 작은 전류로 천천히 살려낸다(프리차지).

스위치드 커패시터 충전: 2:1 차지 펌프

벅 충전기는 인덕터의 DCR과 스위칭 손실 때문에 고전류에서 효율이 90~93% 정도다. 25 W를 넣으면 2 W가 열이다. 20 W 이상 고속 충전에서는 인덕터 없이 커패시터와 스위치만으로 전압을 정확히 절반으로 만드는 2:1 스위치드 커패시터 컨버터(charge pump, divider)를 쓴다. 두 위상을 번갈아 가며 플라잉 커패시터를 입력과 출력 사이에 "직렬"로, 그다음 출력과 접지 사이에 "병렬"로 연결하면, 출력 전압 = 입력/2, 출력 전류 = 입력 전류 × 2가 된다.

$$V_{\text{out}} = \frac{V_{\text{in}}}{2} - I_{\text{out}} R_{\text{out}}, \qquad \eta = \frac{V_{\text{out}}}{V_{\text{in}}/2} = 1 - \frac{I_{\text{out}} R_{\text{out}}}{V_{\text{in}}/2}, \qquad R_{\text{out}} \approx \frac{1}{4 f C_{\text{fly}}} + 2R_{\text{on}}$$

출력 저항 $R_{\text{out}}$은 커패시터 충방전 손실(느린 스위칭 한계)과 스위치 온저항(빠른 스위칭 한계)으로 정해진다. 차지 펌프는 전압을 "조절"하지 못하고 비율만 고정하므로, 충전기 전압 자체를 정밀하게 바꿔 줄 수 있어야 한다. 그래서 USB PD의 PPS와 짝을 이룬다.

SIMULATOR

2:1 차지 펌프 동작과 효율

충전 전류 (출력) 플라잉 C 스위칭 주파수 스위치 Ron 위상 전환 천천히

2:1 차지 펌프벅 충전기(비교)

R_out—

CP 효율—

CP 손실—

같은 전력 벅 손실—

배터리 4.0 V, 입력 ≈ 8.0 V 가정. 해볼 것: 위상 애니메이션에서 커패시터가 "입력–출력 사이(직렬)"와 "출력–접지(병렬)"를 오가는 것을 보자. 전류 6 A에서 CP는 1 W 미만, 벅은 2 W가 넘게 잃는다. 고속 충전 시 폰 발열의 절반이 여기서 갈린다. C_fly를 줄이거나 주파수를 낮추면 R_out이 커진다. 전압을 더 낮추는 4:1, 혹은 2S 배터리용 구성도 같은 원리다.

USB PD와 PPS: 충전기와의 협상

USB-C 케이블을 꽂으면 처음에는 무조건 5 V만 나온다. 더 높은 전압은 USB Power Delivery(PD) 프로토콜로 협상해야 한다. 협상은 CC 핀 위의 저속 디지털 통신(BMC, 300 kbps)으로 이뤄진다. 충전기(소스)가 자신이 줄 수 있는 전력 목록(PDO, Power Data Object)을 보내면, 폰(싱크)이 하나를 골라 요청(RDO)하고, 소스가 수락 후 전압을 바꾼 뒤 준비 완료를 알린다.

고정 PDO: 5 V, 9 V, 15 V, 20 V(EPR은 28/36/48 V). 정해진 전압에 최대 전류.
PPS(Programmable Power Supply): 예: 3.3~11 V 범위에서 20 mV 단위로 전압, 50 mA 단위로 전류 한도를 지정. 폰은 충전 내내 배터리 전압을 따라 VBUS를 조금씩 올려 요청한다(최소 10초마다 재요청).
케이블: 3 A를 넘기려면 5 A용 e-marker 칩이 든 케이블이 필요하다. 충전기는 케이블 정보를 읽고 전류를 제한한다.

PPS가 고속 충전의 핵심인 이유는 앞 절의 차지 펌프 때문이다. 차지 펌프는 비율만 고정하므로, 충전기가 VBUS = 2 × V_bat + 여유분을 정확히 내주면 폰 안에서는 고효율 2:1 변환만 일어나고, 전류 조절은 사실상 충전기 쪽에서 이뤄진다. 즉 손실(열)의 일부를 폰 밖으로 옮기는 것이다.

SIMULATOR

PD/PPS 협상과 충전 세션

충전기

5 A e-marker 케이블 시작 SOC

VBUS (V)IBUS (A)SOC (%)폰 내부 손실 (W)

선택된 PDO—

최대 입력 전력—

→ 80%—

충전 중 평균 손실—

5,000 mAh 단일 셀, 셀 한도 2C 다단 CC 가정. PPS에서는 2:1 차지 펌프(η ≈ 97%), 고정 PDO에서는 벅 충전기(η ≈ 91%)를 쓴다. 해볼 것: PPS 5 A에서 VBUS가 배터리 전압을 따라 계단처럼 오르는 것을 보자. 케이블을 3 A로 바꾸면 같은 충전기라도 느려진다. 고정 9 V는 전력은 27 W지만 폰 안 손실이 크다.

무선 충전: 공진 유도 결합

무선 충전은 변압기에서 철심을 빼고 1차·2차 코일을 몇 mm 떼어 놓은 것이다. 충전 패드의 송신(Tx) 코일에 100~200 kHz 교류를 흘리면, 그 자기장 일부가 폰의 수신(Rx) 코일을 지나며 전압을 유도한다. 두 코일이 공유하는 자속의 비율이 결합계수 $k$이고, 철심 변압기의 k ≈ 0.99와 달리 무선 충전은 정렬이 잘 되어도 0.5~0.8, 어긋나면 0.2 아래로 떨어진다.

약한 결합을 보완하려고 양쪽 코일에 커패시터를 직렬로 달아 동작 주파수에서 공진시킨다. 그러면 누설 인덕턴스의 리액턴스가 상쇄되어 작은 k로도 전력을 넘길 수 있다. 이때 링크 효율의 상한은 k와 두 코일의 품질 계수 Q로 정해진다.

그림 6-4. 직렬 공진 유도 결합. 수신 측은 정류 후 충전 IC로 넘긴다. Qi 표준에서 폰은 코일의 부하를 변조해 충전 패드에 "전력을 더/덜 보내라"를 계속 알리고, 패드는 손실 전력을 계산해 동전·카드 같은 이물을 감지(FOD)한다.

$$\eta_{\text{link,max}} = \frac{k^2 Q_1 Q_2}{\left(1 + \sqrt{1 + k^2 Q_1 Q_2}\right)^2}, \qquad k = \frac{M}{\sqrt{L_1 L_2}}, \qquad Q = \frac{\omega L}{R}$$

$k^2 Q_1 Q_2$(성능 지수)가 클수록 효율이 1에 가까워진다. k가 반으로 줄면 성능 지수는 1/4이 된다. 시스템 전체 효율은 여기에 인버터·정류기·충전 IC 손실이 곱해져, 잘 정렬된 15 W 충전에서도 대략 65~80% 수준이다. 나머지는 열이고, 상당 부분이 폰 안(코일과 정류기)에서 난다.

SIMULATOR

코일 정렬과 결합계수 k (드래그)

모드

코일 간격 (Z) 전달 전력 자석 정렬 (Qi2 MPP) 페라이트 차폐

정렬 오차—

결합계수 k—

링크 효율—

시스템 효율—

폰 쪽 발열—

왼쪽 위에서 본 코일을 드래그해 어긋나게 해 보라. k는 다회권 원형 코일 사이 상호 인덕턴스를 노이만 공식으로 수치 계산하고, 페라이트 효과는 약 1.35배 보정으로 근사했다(링크 효율은 최적 부하 기준 상한). Q₁=40, Q₂=25 가정. 해볼 것: 10 mm만 어긋나도 k가 크게 줄고 발열이 급증한다. 자석 정렬을 켜면 코일이 중심으로 끌려간다. 역무선 모드는 작은 이어버드 코일이라 k와 효율이 낮다.

Qi2와 자석 정렬, 그리고 발열

예전 Qi 패드는 정렬을 사용자에게 맡겼고, 어긋나면 효율이 떨어져 그만큼 패드와 폰이 데워졌다. 일부 패드는 코일을 여러 개 겹치거나 기계적으로 움직여 이를 보완했다. Qi2(WPC, 2023~)는 애플 MagSafe 방식을 바탕으로 한 자기 전력 프로파일(MPP)을 표준화했다. 폰 코일 둘레의 링 자석이 패드의 자석과 맞물려 코일 중심을 수 mm 이내로 붙잡으므로 k가 항상 높게 유지되고, 15 W(최신 규격은 25 W급)를 안정적으로 낼 수 있다. 자석은 페라이트 바깥에 두어 코일 자속을 해치지 않게 하고, 자석의 방향을 알려주는 별도의 작은 자석(방향 정렬)도 둔다.

무선 충전의 한계는 결국 열이다. 15 W를 받으며 효율이 75%라면 약 5 W가 손실이고, 그중 2~3 W가 폰 안(코일 구리 손실, 정류기, 충전 IC)에서 난다. 코일이 배터리 바로 뒤에 붙어 있어 셀 온도가 쉽게 40 °C를 넘고, 충전 IC는 온도에 따라 전력을 줄인다. 그래서 "같은 15 W"라도 유선이 훨씬 빠르다.

역무선 충전

일부 폰은 방향을 뒤집어 자신이 송신기가 되어 이어버드·워치를 충전한다(역무선 충전, 보통 4.5 W 안팎). 폰의 충전 IC가 배터리 전압을 승압해 Rx 코일을 인버터로 구동한다. 수신 기기 코일이 작아 k가 낮고, 승압·인버터 손실까지 겹쳐 전체 효율은 대개 50% 안팎이다. 즉 이어버드에 1 Wh를 넣으려면 폰 배터리에서 2 Wh 가까이 빠진다. 비상용 기능으로 이해하는 것이 맞다.

전력 측정: 누설, 대기 전력, 슬립 상태

화면을 끈 폰이 하루에 쓰는 배터리는 몇 %일까? 좋은 폰은 밤새 2~5%(평균 3~8 mA 수준)다. 이 작은 숫자를 만드는 것은 수많은 µA의 합이다. 폰이 대기 중일 때도 AP의 상시 동작 블록과 메모리 셀프 리프레시, 센서 허브, 모뎀이 깨어나고, PMIC 레일마다 정지 전류가, 꺼진 블록마다 트랜지스터 누설이 흐른다.

슬립 상태: AP는 활성 → 유휴(clock gating) → 저전력 유휴(power collapse) → 시스템 서스펜드로 단계적으로 내려간다. 깊을수록 전력은 적지만 깨어나는 데 시간·에너지가 든다.
모뎀 DRX(불연속 수신): 기지국 호출(페이징)을 놓치지 않도록 0.32~2.56초마다 짧게 깨어 수신한다. 주기가 길수록 대기 전력은 적고 착신 지연은 길다.
웨이크업: 푸시 알림, 위치 갱신, 백그라운드 동기화. 각 웨이크업은 AP·메모리·모뎀을 수 초씩 깨우므로 빈도가 대기 전력을 좌우한다. 운영체제가 알람을 묶어 한꺼번에 처리하는 이유다.

측정은 배터리 대신 정밀 전원 공급기(소스 미터)를 연결하고 수십 kHz 이상으로 전류를 샘플링한다. 대기 전류는 µA부터 A까지 6자리 이상을 오가므로 자동 범위 전환이 필수다. 개발 단계에서는 레일별 감지 저항으로 "어느 레일이 범인인지"를 찾고, 양산 폰에서는 연료 게이지와 PMIC의 전력 모니터가 레일별 에너지를 기록한다.

SIMULATOR

대기 전류 파형과 대기 시간

슬립 바닥 전류

모뎀 DRX 주기

앱 웨이크업 (시간당) 웨이크업 1회 길이 Wi-Fi 연결 (비컨 수신)

평균 전류—

하룻밤(8 h) 소모—

대기만으로—

가장 큰 몫—

위: 20초 동안의 배터리 전류(로그 축). 아래: 평균 전류의 구성. 5,000 mAh 기준. 해볼 것: 바닥 전류를 1 mA 줄이는 것과 웨이크업을 시간당 20회 줄이는 것 중 어느 쪽이 더 효과적인가? 대기 전력 최적화는 하드웨어(누설·I_q)와 소프트웨어(웨이크업 관리)의 공동 작업이다.

설계 시 무엇이 중요한가

전력 설계의 목표는 "배터리의 Wh를 최대한 많이, 최대한 조용하게, 최대한 시원하게 부하에 전달하는 것"이다. 주요 판단 기준을 정리하면 다음과 같다.

항목	왜 중요한가	대표적 트레이드오프
변환 효율	효율 1%p = 사용 시간 ~1% + 그만큼의 열. AP 지속 4 W에서 효율 85→90%면 열이 약 0.25 W 준다	큰 인덕터·큰 FET(면적·원가) vs 효율
경부하 효율 / I_q	폰은 대부분 대기 상태. 레일 수십 개의 µA가 모여 mA가 된다	PFM 리플·노이즈 vs 대기 전력
인덕터 크기·높이	벅마다 인덕터 1개(멀티페이즈는 여러 개). 보드 면적과 0.6~1.0 mm 높이가 보드 두께를 정한다	높은 f_sw(작은 L) vs 스위칭 손실
과도 응답	CPU 부하가 µs 안에 수 A 변한다. 전압이 처지면 오동작, 마진을 두면 전력 낭비	출력 커패시터 개수·대역폭 vs 면적
스위칭 노이즈·RF 간섭	MHz 스위칭의 고조파와 빠른 에지가 안테나·GNSS·NFC·카메라 영상에 섞인다	에지 속도(효율) vs EMI, 스펙트럼 확산
충전 속도·열·수명	고속 충전은 편리하지만 열과 셀 열화를 부른다(5장)	CP·2S·PPS로 열을 줄이되 셀 온도로 전력 제한
보호·신뢰성	USB-C 핀 단락, 습기, 서지, 잘못된 충전기	OVP·습기 감지·포트 보호 vs 원가·면적

스위칭 주파수를 고르는 문제

주파수를 올리면 필요한 인덕턴스가 줄어 인덕터가 작고 얇아진다(폰에는 결정적이다). 대신 스위칭·게이트 손실이 주파수에 비례해 늘고, 고조파가 더 높은 대역까지 퍼진다. 특히 고조파 하나가 NFC(13.56 MHz)나 GNSS, 이동통신 수신 대역 근처에 떨어지면 수신 감도가 떨어진다(7장의 감도 저하, desense). 그래서 PMIC는 주파수를 약간씩 흔드는 스펙트럼 확산이나 레일별 주파수 배치(위상 엇갈림)를 쓴다.

SIMULATOR

스위칭 주파수 트레이드오프: 효율 · 인덕터 · 간섭

스위칭 주파수 최대 부하 전류 허용 리플 (Imax 대비) 스펙트럼 확산 (±5%)

효율 @ 1 A효율 @ 0.1 A (PWM)필요 인덕터 높이

필요 L—

인덕터 (2016 기준 높이)—

효율 @1 A—

NFC 13.56 MHz 근접 고조파—

3.85 V → 0.8 V 벅. 인덕터는 2.0 × 1.6 mm 풋프린트에서 L·I²에 비례해 높이가 정해진다는 단순 모델. 해볼 것: 1 MHz에서는 인덕터가 2 mm 가까이 높아져 보드 샌드위치에 안 들어간다. 6 MHz 이상에서는 인덕터가 얇아지지만 효율이 떨어진다. 고조파가 13.56 MHz에 가까워지면(예: 2.7 MHz × 5) 경고가 뜬다. 스펙트럼 확산은 피크를 낮추지만 넓게 퍼뜨린다.

다른 부품과의 상호작용

열: PMIC와 충전 IC는 AP 다음가는 열원이다. 고속 충전 중 충전 IC 근처가 핫스팟이 되므로 배치와 방열 경로(구리 면, 그라파이트 시트, 베이퍼 챔버)를 함께 설계한다.
RF: 인덕터의 자기장과 SW 노드의 빠른 에지는 안테나 근처에 두지 않고 차폐 캔 안에 넣는다. 모뎀 수신 중에는 PMIC가 PWM 고정·주파수 이동으로 협조한다. PA 전원(APT/ET 트래커)은 RF 성능과 효율을 직접 바꾼다.
배터리: 배터리 커넥터·보호 FET·배선의 mΩ가 피크 전류 때 전압 강하를 만든다(5장). PMIC는 이 강하를 감시해 피크 전력을 제한(배터리 전류 제한, 브라운아웃 방지)한다.
무선 충전 코일·NFC: 같은 위치를 공유해 서로 간섭하므로 코일 배치·페라이트·자석을 함께 설계하고, 금속 케이스·카메라 범프가 자기장을 막지 않게 한다.
USB-C: 포트에 물이 들어간 채 VBUS가 걸리면 부식·단락이 생긴다. 습기 감지 후 충전을 막는 기능이 들어간다.

흔한 실패 사례

· 대기 중 레일 하나가 PFM으로 안 내려가 하룻밤 10% 소모. · 고속 충전 중 충전 IC 핫스팟이 배터리 옆이라 셀 온도 상승 → 충전 전력이 반으로 꺾임. · 벅 고조파가 GNSS나 LTE 저대역에 떨어져 특정 채널 감도 저하. · CPU 부하 급변 시 전압 처짐으로 간헐적 재부팅(출력 커패시터 부족, 배터리 노화와 겹침). · 무선 충전 코일과 NFC 안테나 튜닝 충돌.

핵심 정리

배터리 → (충전기·파워 패스) → VSYS → PMIC → 수십 개 레일. 블록마다 필요한 전압·전류·노이즈 조건이 달라 레일을 쪼개고, 쉬는 블록은 끈다.
벅 컨버터는 $V_{out} = D V_{in}$, 리플 $\Delta I = (V_{in}-V_{out})D/(L f)$. 고부하 효율은 도통 손실, 경부하 효율은 스위칭·I_q가 정한다.
LDO는 효율 ≈ V_out/V_in이지만 조용하고 작아 소전류·저잡음 레일에 쓴다. 벅 출력을 프리레귤레이터로 받으면 손실이 준다.
PFM/버스트 모드는 경부하에서 스위칭을 줄여 대기 효율을 지킨다. 폰은 대부분 대기 상태라 µA의 I_q가 핵심 사양이다.
NVDC 파워 패스는 시스템 전원과 배터리 충전을 동시에 관리하고, 2:1 차지 펌프는 96~98% 효율로 고속 충전의 열을 줄인다.
USB PD는 CC 핀으로 PDO/RDO를 협상하고, PPS는 20 mV 단위 전압 조절로 차지 펌프 직접 충전을 가능하게 한다. 3 A 초과는 e-marker 케이블이 필요하다.
무선 충전 효율은 $k^2 Q_1 Q_2$로 정해지고, k는 정렬·거리에 민감하다. Qi2 자석 정렬이 k를 유지한다. 손실의 상당 부분은 폰 안의 열이 된다.
전력 설계는 효율(사용 시간+열), 인덕터 크기·높이, 스위칭 노이즈와 RF 간섭, 충전 속도와 배터리 수명 사이의 균형이다.

확인 퀴즈

1. 3.8 V에서 0.8 V를 만드는 이상적 벅 컨버터의 듀티는?

D = V_out/V_in = 0.8/3.8 ≈ 0.21. 위쪽 스위치가 주기의 약 21% 동안 켜진다.

2. 배터리 3.9 V에서 LDO로 1.2 V, 300 mA를 만들 때 LDO의 발열은?

(3.9 − 1.2) × 0.3 = 0.81 W. 효율은 약 31%다. 이런 레일은 벅으로 만들거나 벅 출력을 LDO 입력으로 쓴다.

3. 경부하에서 강제 PWM 벅의 효율이 급락하는 주된 이유는?

고정 손실은 부하와 무관하므로 출력이 작아지면 비율이 커진다. PFM은 스위칭 횟수를 부하에 비례하게 줄여 이를 해결한다.

4. 2:1 스위치드 커패시터 충전기의 특징으로 옳은 것은?

CP는 V_out ≈ V_in/2, I_out ≈ 2 I_in. 조절 기능이 없으므로 PPS로 VBUS를 20 mV 단위로 맞춘다.

5. USB-C에 처음 연결된 직후 VBUS 전압과, 9 V 이상을 받기 위해 필요한 것은?

USB-C는 안전을 위해 기본 5 V로 시작하고, 고전압은 PD 메시지 교환 후에만 나온다.

6. 무선 충전에서 결합계수 k가 0.6에서 0.3으로 떨어지면 성능 지수 $k^2Q_1Q_2$는?

k²에 비례하므로 1/4. 효율이 떨어지고 같은 전력을 받으려면 송신 전류가 커져 양쪽 모두 발열이 늘어난다.

7. Qi2의 자석 정렬(MPP)이 주는 가장 직접적인 이점은?

정렬 오차가 k를 가장 크게 떨어뜨리는 요인이다. 자석이 이를 기계적으로 해결한다.

8. 벅 컨버터의 스위칭 주파수를 높일 때의 영향으로 옳지 않은 것은?

주파수를 올리면 경부하(PWM) 효율은 오히려 나빠진다. I_q는 제어 회로 설계로 정해진다.